Linear-Endstufe mit PL509 / PL519

Die QRP Freunde mögen mir den Ausrutscher ins QRO Lager verzeihen. Eine nicht unerhebliche Anzahl gehorteter Zeilenendröhren in der Bastelkiste haben diesmal mein Interesse geweckt. Die PL509/519 sind zwar keine echten Senderöhren, aber diverse Artikel und Bauprojekte im Internet belegen, dass man damit durchaus eine zufriendstellend funktionierende KW-Endstufe (Linear RF Amplifier) für wenig Geld bauen kann.

1. Einleitung

Nach vielem Hin und Her bezüglich der Konfiguration, Leistung, Betriebsart, Anzahl Röhren usw. habe ich mich für die nachstehenden Leistungsmerkmale entschieden.

• Verwendung preiswerter Zeilenendröhren PL509/519
• Gegentaktbetrieb
• Ausschließlich intermittierender Betrieb SSB
• Input < 8 W, bedingt durch den TRX
• 300 ... 600 W PEP Output
• 1,8 ..... 10 MHz
• passive Grid
• Ua direkt vom 230 V - Netz durch Vervielfachung (kein Trafo)
• Schaltnetzteil bzw. 50-Hz Trafo für Uf
• Minimales Volumen, Gewicht und Kosten

1.1 Sicherheitshinweise

Die nachfolgende Schaltung arbeitet am 230 VAC Wechselstromnetz. Aufgrund der Gleichrichtung liegt an einigen Komponenten eine Gleichspannung von mehr als 960 VDC an. Arbeiten an der Schaltung sind nur im spannungslosen Zustand auszuführen. Beachten Sie, dass die Ladekondensatoren auch nach dem Abschalten der Netzspannung noch für einige Minuten hohe Spannungen führen.

Der Verzicht auf eine galvanische Trennung der Anodenspannung durch einen Trafo bringt prinzipbedingt ein nicht zu unterschätzendes Gefahrenpotenzial mit sich. Einige Schaltungen setzen voraus, dass der Netzstecker "richtig" herum in der Steckdose steckt damit das Chassis N- und nicht P-Potenzial führt. Beliebt sind auch spannungsfeste Trennkondensatoren am Ein- /Ausgang und Drehkos/Bandwahlschalter mit isolierten Achsen zum Zweck der galvanischen Trennung.

Besonders wichtig ist in jedem Fall eine gute Isolation der inneren, stromführenden Bauteile gegenüber dem Chassis, eine gute Befestigung aller Bauteile und eine ordnungsgemäße Schutzerdung des Chassis. Auf die letzten drei Punkte möchte auch ich nicht verzichten, aber mein Leben von der Qualität eines Trennkondensators oder der richtigen Polung des Netzsteckers abhängig zu machen, wollte ich nun doch nicht. Die folgende Schaltung zeigt ein etwas anderes Konzept.

1.2 Aktuelle Stand

In der Erprobungs- und Optimierungsphase befindet sich derzeit ein Zweiröhren-Verstärker 2R in der Variante D. Die Audioqualität (Modulation) wurden bei ihm, im Gegensatz zum Vierröhren-Verstärker 4R, durchgängig als "gut" bezeichnet. Bei der 4R-Variante vermute ich Gleichlaufprobleme, da ich nicht über vier Röhren mit identischen Kennlinen (Ruhestrom, Steilheit) verfüge.

Historie des 2R-Verstärkers

Uh = Hüllkurvenspannung

Kapitel 2 beschreibt ausschließlich den 2R-Verstärker in der Variante D. Der beschreibende Text und die zuvor veröffendlichten Schaltpläne der Varianten A bis C wurde entfernt bzw. in den Anhang verlagert. Die Kapitel wurden entsprechend den Belangen der Variante D abgeändert.

2. Zweiröhren-Verstärker

Meine Überlegungen gingen in Richtung einer sicheren, hochwertigen galvanischen Trennung am Ein-/Ausgang des Verstärkers, in der Spannungserzeugung und der Send-/Empfangsumschaltung. Das Prinzip der galvanischen Trennung entspricht der eines AT/ATX-Netzteils eines PC's.

2.1 Schaltung

Die geringe Steuerleistung des Transceivers von < 8 Watt über einen kleinen Ringkern an das Steuergitter der Röhren zu bringen war kein großes Problem. Etwas schwieriger gestaltete sich da schon die galvanisch getrennte Auskopplung der HF-Leistung an den Anoden. Auf der Suche nach einem geeigneten, leistungsstarken Ringkern stieß ich auf eine Internetseite, in der Baluns beschrieben wurden. Von dort aus ging es zum DARC Shop und dann direkt zum Objekt meiner Begierde. Es war ein großer Ringkern mit der Bezeichnung RK1. Sekundär- und Primärwicklung wurden gegenüberliegend, mit viel seitlichen Abstand zueinander, aufgebracht. An den anderen kritischen Stellen übernehmen Relais und ein kleiner Ferritringkern die galvanische Trennung zum 230 V - Netz.
Die Strichpunkt-Linie umschließt den heisse Bereich der Verstärkerstufe, der P- oder N-Potenzial der Netzspannung führt. Diese Kennzeichnung ist auch bei den anderen Plänen zu beachten. Alle Platinen sind mit Abstand und isoliert zu Chassis zu montieren. Bei sorgfältigem, fachgerechtem Aufbau dürfte, abgesehen von Sabotage, selbst im Fehlerfall oder einer Überlastung keine galvanische Verbindung zum Chassis PE entstehen.

Abb. 1: Verstärkerstufe mit 2x PL509/519

Die Endstufe darf im Sendebetrieb nie ohne Kühlung betrieben werden, da sonst die Röhrenglaskolben schmelzen. Für die Kühlung sorgen zwei 12 V Lüfter die die Röhren anblasen. Die Lüfter erhalten nur ca. 9 V und laufen dadurch sehr leise und stören somit nicht beim Empfang. Damit man beim Betrieb der Endstufe nicht vergisst die Lüfter einzuschalten, bekommen die Lüfter ihre Versorgungsspannung direkt vom Transceiver. Letzteres erspart die Bereitstellung einer 12 V Hilfsspannung durch die Endstufe. Wenn der LINEAR Schalter in Stellung QRP steht, bleibt die PA in Bereitschaft STBY und reicht die 8 W Steuerleistung direkt zur Antenne durch.

2.2 Eingangsschaltung

Bei 8 Watt Steuerleistung und Verzicht auf eine Treiberstufe bietet sich nur die passiv Grid Konfiguration an. Letztere benötigt aufgrund der Niederohmigkeit am Steuergitter keinen Neutralisation. Die aktuell zur Anwendung gekommene Schaltung von G2DAF benötigt nur eine geringe Steuerleistung von P_inp  <  8 W. Da der größte Teil der Steuerleistung in R1 und R2 "verbraten" wird, sieht der Transceiver im wesentlichen eine ohmsche Last und nur wenig von der Eingangsimpedanz der Röhre. Die Gitter-1-Steuerleistung für eine PL509/519 beträgt nur ca. 1 W. Im Unterschied zu den Varianten A und B, die mit einer negativen Gittervorspannung arbeiteten, fließt hier ein prinzipbedingter, geringer Gitterstrom. Die positive Halbwelle steuert die Röhren durch und die negative dient zur Erzeugung des Hüllkurve durch die Ug2-Steuerstufe. Im Bereich von 1,8 bis 10,2 MHz zeigt die Schaltung ein eingangsseitiges SWR von unter 1,5.

Berechnung von R1,2 für P_inp = 6 W und Ug1s = 50 V

Ug1_eff = 0,707 * Ug1s = 0,707 * 50 V = 35 V

R1,2 = Ug1_eff ^ 2 / Pin = 35 V ^ 2 / 6 W = 1225 / 6 = 204 Ohm

Die G2DAF Schaltung geht von Steuerleistungen im Bereich von 25...50 W aus, weil daraus die Schirmgitterspannung Ug2 generiert wird. Da mein TRX diese Leistung nicht breitstellen kann, wurde die nachstehende Steuerstufe entworfen. Sie benötigt nur das Hüllkurvensignal als Steuersignal Ust sowie eine 320 V Hilfsspannung Ux. Ohne negative Steuerspannung am Eingang beträgt Ug2 nur ca. +4 V. Bei Vollausteuerung steigt die Ug2 Spannung in den Sprachspitzen bis auf +200 V an.

Abb.2: Ug2-Steuerstufe

2.3 Gegentaktendstufe

Die Dioden D3,4 dienen zur Einstellung des Ruhestroms. In Stand-by sind die Röhren gesperrt, da zusätzlich zur Flußspannung der Dioden noch die Spannung über R4 wirksam ist. Die anderen Bauteile, wie z.B die Drosseln an den Anoden oder die 10 Ohm Widerstände an Gitter 1, sind alte Bekannte. Alles in allem eine fast klassische Gegentaktstufe mit 2 Röhren.

Das Schöne an einer Gegentaktendstufe ist, dass am Eingang des nachfolgende Collinsfilters schon ein fast sinusförmiges Signal anliegt. Der Filter braucht daher nur wenig Oberwellenleistung (Unterdrückung der geradzahligen Oberwellen) zu vernichten hat. Seine Güte kann daher, wenn gewünscht, auf einen geringeren Wert als 12 (üblich) reduziert werden.

2.4 Ausgangangstrafo und Collinsfilter

Durch den Einsatz eines HF-Breitbandtrafos T3 am Ausgang der Verstärkerstufe anstelle eines Schwingkreises gibt es zwischen den Anoden auch keine Drehkondensatoren, Festkondensatoren oder Spulen mit Anzapfungen für die Bandwahl bzw. Abstimmung. T3 ermöglichte die Verlagerung der Bauteile des Oberwellenfilters auf die Sekundärseite. Die Bauteile liegen somit einseitig an Schutzleiter-Potenzial PE. Eine Isolierung der Drehkondensator- und Bandwahlschalterachse ist somit nicht notwendig.
Ein weiterer Vorteil von T3 ist die Möglicheit der Spannungsreduzierung und weitgehend freie Wahl der Impedanz über das Windungsverhältnis. Dadurch konnte ich z.B. einen vorhandenen Drehkondensator C9 mit nur 1 KV Spannungsfestigkeit verwenden. Im Fall einer Umdimensionierung ist von einem Ausgangswiderstand Raa (Anaode zu Anode) der Verstärkerstufe von ca. 1,4 kOhm auszugehen. Ich transformiere z.B. Raa = 1,4 kOhm auf 360 Ohm herunter und gehe dann mit diesem Wert in die Berechnung des Collinsfilters.

Die Dimensionierung des Filters der 2R-Schaltung basiert auf T3 mit Np/Ns = 2, Rin = 360 Ohm und Rout = 50 Ohm. Die Güte beträgt je nach Band zwischen 4 und 9. Damit wird ein guter Kompromiss bezüglich Bandbreite, Höhe der Resonanzspannung und Dämpfung der ungradzahligen Harmonischen erreicht. Bei der Berechnung der Werte, konnte ich je nach verwendeter Formel und Ansatz, erhebliche Abweichungen in den Ergebnissen feststellen. Die Berechnung der Komponenten wurde schlußendlich mit den Formel aus dem ARRL Handbuch ausgeführt.

Durch die vergleichsweise geringe Güte ist der Collinsfilter relativ breitbandig. Ein Nachstimmen ist innerhalb der Bandgrenzen nicht notwendig. Die Skala für die Einstellung des PLATE Kondensators wird die entsprechenden Markierungen für die Bänder erhalten.

3. Spannungsversorgung

3.1 Anoden-, Heiz- und Hilfsspannung

Ein geringes Volumen und Gewicht erreicht man nur, wenn man auf den schweren Anodentrafo verzichtet. Aus diesem Grund erzeuge ich die Anodenspannung - ohne galvanische Trennung - direkt aus dem Netz. Das gleich gilt für die Hilfsspannung Ux der Transistor-Steuerstufe. Die 40 V Heizspannung Uf kann wahlweise von einen kleinen 25 VA Trafo oder einem Schaltnetzteil kommen. Das zuvor für Uf und Ug2 entwickelt Schaltnetzteil (siehe Annex) ist somit nur noch optional und ein eventueller Nachbau gestaltet sich damit wesentlich einfacher. Nachstehend die Schaltungen zur Erzeugung der Anodenspannung Ua und Hilfsspannung Ux:

Abb.3: 630 V Anodenspannung

D1,2 bilden mit C5,7 und C6,8 einer symetrischen Verdopplerschaltung nach Delon. Ua beträgt ohne Last ca. 630 V. Bei einer kurzzeitigen Einton-Ansteuerung sinkt die Spannung bis auf 590 V ab.

Hinweis: Da Trafos mit 25 VA und 40 VAC sek. keine Standardtypen sind, kann man alternativ einen Transformator mit 2 x 15 V bzw 2 x 16 V nehmen und einen Brückengleichrichter plus 2200 uF Ladeelko dazu schalten. Es steht dann eine Gleichspannung von ca. 42 V zur Verfügung.

3.2 Betriebsüberwachung

Wenn die Spannungen Ua und Ux vorhanden sind und einer Wartezeit von ca. 2 Minuten (Heizung) abgelaufen ist, schaltet K3 die PA in den aktiven Betriebszustand. Der Kontakt K3_1 überbrückt den Anlaufwiderstand und ermöglicht damit erst eine Leistungsabgabe des Verstärkers. Zeitgleich gibt der in Reihe mit dem PTT-Kontakt liegende Kontakt K3_2 die Ansteuerung der PA durch den Transceiver frei. Die Spannung an P2 und R6 ist weit unterhalb der 15 V Zener-Spannung von D3. Die Z-Diode hat nur Schutzfunktion für das Gate von Q1

Abb.4: Überwachung und Anzeige

Am Anzeigeinstrument kann man die Anodenspannung HV, den Anodenstrom IA, die HF-Ausgangsspannung RF und eine optionale Spannung VX ablesen. RF und VX sind zwei auf PE!!! bezogene Spannungen. Anstelle von RF und VX kann man auch Vf (Vorlauf) und Vr (Rücklauf) eines Richtkopplers zur Anzeige bringen. Ich verwende zur Umschaltung einen 12-poligen Drehschalter mit 2 Ebenen. In Abb. 4 wurde ein 6-poliger Schalter mit einem zusätzlichen Kontakt dargestellt. Mein Eagle verfügte über kein passendes Schaltersymbol. Bei Drehschaltern ist darauf zu achten, dass der Schleifer beim Umschalten keine benachbarten Kontakte verbindet und keine Anschlüsse vertauscht werden (PE-Schluß). Alle Schalter müssen zudem eine ausreichende Spannungsfestigkeit aufweisen.

4. Mechanik

Ein gut durchdachter und ausgeführter Aufbau ist die Voraussetzung für den sicheren Betrieb der Endstufe. Die Bereiche mit P/N-Potenzial sind von denen mit PE-Potenzial durch entsprechenden Abstand zu trennen. Wo das nicht möglich ist, müssen hochwertige Isoliermaterialien verwendet werden.

4.1 Neues Design

Das neue Design wird passend zu meiner Kenwood Line ausgeführt. Ähnlichkeiten mit der bekannten TL922 von Kenwood sind nicht rein zufällig, sondern gewollt. Mir gefiel die übersichtliche Anordnung der Bedien- und Anzeigeelemente auf der Front.

Abb.5: Frontansicht

Die auf den Fotos zu sehenden Drehknöpfe habe ich leglich zur "Designstudie" vom Kenwood Antennentuner AT-120 ausgeliehen. Falls jemand Bedienelemente eines ausgeschlachten Transceivers oder defekten Antennentuners aufgehoben hat, bitte bei mir melden. Die folgenden Bedienelemente werden dringend gesucht:

Eine perfekte Beschriftung auf die Front zu bringen wird nicht ganz einfach sein. Das Problem ist die weisse Schrift auf dunklem Hintergrund. Tampondruck oder Siebdruck bei Einzelstücken scheidet aufgrund der hohen Kosten aus. Ich werde versuchen die Schriftzüge als Abziehbilder (Decals) zu bestellen. Weisse Schrift auf einer dünnen Folie soll lt. Internetrecherche machbar sein.

Nach Anfertigung des Chassis und der Trennwand aus 2 mm Aluminiumblech erfolgte die Anbringung aller Ausschnitte und Bohrungen. Im Nachhinein muss ich zugeben, dass die Abmessungen (H = 93, B = 200, T = 235) sehr knapp gewählt sind und mehrere Versuche notwendig waren die Bauteile unter Berücksichtigung ihrer Größe, Funktion, Betriebstemperatur, Luft-/Kriechstrecken usw. optimal anzuordnen. Die nachstehende Skizze zeigt das Ergebnis des Puzzels.

Abb.6: Anordnung der wesentlichen Komponenten

Der Platz hinter dem Anzeigeinstrument ist für einen kleinen 25 VA Ringkerntrafo oder ein Schaltnetzteil reserviert. Er bzw. es liefert die Heizspannung für die beiden Röhren. Unterhalb der Drehkondensatoren gibt es einen Freiraum mit einer Höhe von ca. 35 mm. Dort sollen später der Bandwahlschalter und der Schalter für das Anzeigeinstrument untergebracht werden. Das Problem wird wahrscheinlich die Beschaffung eines Miniatur-Bandwahlschalters mit den entsprechenden elektrischen Daten sein. Die 80 x 80 x 25 Lüfter waren zu groß für diesen Aufbau und wurden durch zwei 70 x 70 x 15 Typen ersetzt. Die neuen Lüfter arbeiteten jedoch nicht mit 6 V, so dass aus der ursprünglichen Serienschaltung eine Parallelschaltung mit Vorwiderstand wurde.
Der Ferritstab zwischen den Röhren ist der HF-Trafo T2. Die Platine unterhalb den Röhrensockeln trägt T1, die Bauteile der Eingangsschaltung und die Ug2-Steuerstufe. In der Seitenansicht ist unschwer die Platine zur Erzeugung der Anodenspannung zu erkennen. Direkt neben den PL-Buchsen, befindet sich die kleine Platine mit den beiden Relais K1 und K2.
Zur Erhöhung der Sicherheit wurde die Kammer mit den Platinen zur Spannungsversorgung komplett mit Isoliermaterial ausgelegt. Ein weiteres Stück Isoliermaterial befindet sich unterhalb der Eingangsschaltung.

4.2 Fotogalerie

4.3 Platinen

Da es sich bei dem Verstärker um ein Einzelstück handelt, habe ich auf die Anfertigung einer gedruckten Schaltung verzichtet. Die wenigen Bauteile wurde auf der Lötseite der Platine mit ihren Anschlußdrähten und zusätzlichen Drahtstücke miteinander verbunden.

5. Messungen

Messungen an den P/N-Potenzial führenden Schaltungsteilen in Betrieb, sind zu unterlassen. Sie können im schlimmsten Fall TÖDLICH enden. Man sollte sich keinesfalls auf die Funktion des Fehlerstromschalters FI verlassen. Meßgeräte-Gehäuse (Oszilloskop etc.) sind üblicherweise mit dem Schutzleiter PE verbunden.

Bitte die 1- bzw. 2-Ton Tests/Messung nur wenige Sekunden < 10s ausführen und danach eine Pause von > 1 Min einlegen. Bei Sprache, die PTT nach dem Sprechen wieder loslassen um eine unnötige Erwärmung der Röhren durch den Ruhestrom zu vermeiden.

5.1 Abgleich

Zum Abgleich der Steuerstufe gibt man mit dem RF-Gain Poti des TRX eine Eingangsleistung Pin von ca. 8 W vor. Danach P1 so einstellen, dass das Oszilloskop die beste Kurvenform eines Zweitonsignals bei 365/440 W Output (je nach Röhrentyp) darstellt. Abgeflachte Spitzen der Hüllkurve zeigen eine Übersteuerung an. Die Ursache ist eine eventuell doch zu hohe Eingangsleistung Pin, eine zu hohe Ug2 Spannung oder beides. Ein wechselseitiger Abgleich mit RF-Gain und P1 bringt Abhilfe. Messungen an einer 50 Ohm Dummy Load ergeben eine Spitzenspannung von ca. 190/230 Vs für die zuvor angegebene Ausgangsleistung. Die Stellung des RF Gain Potis des Transceivers sollte man sich unbedingt merken und bei einer Aussendung immer so vorgeben. In Verbindung mit einem TS-130V wird einen Übersteuerung sicher verhindert. Die ALC des TRX begrenzt die Ausgangs-/Steuerleistung auf maximal 8 W. Die Anfangs geplante Einbindung der Endstufe in die ALC des TRX konnte entfallen.

5.2 Ausgangsleistung

Je nach Anodenspannung Ua habe ich an der 50 Ohm Dummy Load die in der Tabelle gelisteten Leistungswerte gemessen. Die Leistung in Sprachspitzen ist um 15..20 % höher als die eines 2-Ton Signals. Der Grund dafür ist, dass bei Sprachspitzen SSB für die Röhren kurzzeitig die maximal mögliche Anodenspannung Ua_max verfügbar ist. Bei einer, wenn auch nur kurzen Ansteuerung mit einem kontinuierlichen 1 Ton- bzw. 2-Ton-Signal, ist das nicht der Fall. PL519 haben einen etwas höheren Anodenspitzenstrom als PL509 und bringen daher auch etwas mehr Ausgangsleistung.

Messungen bei 3,7 MHz an 50 Ohm

Da mir 440/530 W PEP bei SSB vollkommen ausreichen, betreibe ich die Endstufe jetzt ausschließlich mit 630 V Anodenspannung und nicht mehr mit 960 V. Die Leistungsreduzierung kommt den Röhren, den Nachbarn und der Stromrechnung zugute. Die Röhren werden in den Spitzen "nur" um den Faktor 3,14 überlastet. Bei einer maximal zulässigen Anodenverlustleistung von 35 W einer PL519 und einem Wirkungsgrad von 65 % macht diese Röhre maximal 70 W Dauerleistung als Output. Die Gegenstation wir den Unterschied zwischen 625 W bei 960 V und 440/530 W bei 630 V wohl kaum bemerken.

Auf 160 m und 40 m beträgt die Ausgangsleistung ebenfalls 530 W PEP. Das 30 m Band ist mehr oder weniger ein Abfallprodukt; die verfügbaren 400 W PEP und die Betriebsart SSB sind lt. IARU nicht zulässig. Mit einer geringen Modifikation (schaltbar) der Ug2-Steuerstufe (Reduzierung von Ug2) kann man die Leistung auf 150 W begrenzen und dann CW machen. Vielleicht gelingt es mir noch bei akzeptabler Leistung die obere Grenzfrequenz auf 14 MHz anzuheben. Die vierte Stellung des Bandwahlschalters wäre dann 20 m und nicht mehr 30 m. Das 30 m Band läßt sich mit den C9/11 auch in der 40 m Einstellung von L3 gut abstimmen

5.3 Signalqualität

Der Zweitontest der 2R Variante C zeigt eine optisch gutes Zweitonsignal bei maximaler Ausgangsleistung. Anhand dieses Tests eine quantitative Aussage über die Linearität abzugeben ist nicht möglich; dazu bedarf es eines Spektrumanalysers. Es blieb mir somit zuerst nur die Beurteilung der QSO-Partner; die allesamt eine gute Modulation bestätigten.

Abb.7: Ausgangssignal bei 530 W PEP (230 Vs) und Ua_nom = 630 V

Aktuelle Messungen mit einem Analyser ergaben einen Intermodulationsabstand IMD3 von mehr als 30 dB (bezogen auf PEP gemäß EIA Standard).

5.4 Resumé

Die fertige Endstufe wiegt nur 2,7 kg!! Letzteres wurde im wesentlichen durch den Verzicht auf klassische Transformatoren (Eisenblech) erreicht. Ein Chassis aus Aluminium, in der Bauform kleine Drehkondensatoren und Reduzierung auf ein Röhrenpaar tragen ebenfalls zu dem geringen Gewicht bei. Mit einer Leistungsdichte von 200 W je Kilogramm eignet sich die Endstufe optimal für den Einsatz in einem kleinen Shack oder Mitnahme zum Urlaubs QTH. Die Röhren werden bei jedem QSO kurzzeitig weit über ihre zulässige Anodenverlustleistung hinaus beansprucht. Der Verkürzung der Lebensdauer stehen die geringen Kosten für den Röhren gegenüber. Ein Ersatzpaar kostet momentan ca. 20 Euro.

6. Anhang

Die in diesem Kapitel beschriebenen Schaltungen und Konstruktionen waren aus heutiger Sicht lediglich nur Zwischenstufen auf dem Weg zur finalen Endstufe, falls es eine gibt (;-).

6.1 Daten der PL519 und des Verstärkers

Das Datenblatt listet die Grenzwerte der PL519. In dem Verstärker wird der hohe Kathodenspitzenstrom der Röhre ausgenutzt, der sich in Ia_max und Ig2_max aufteilt. Die damit in den Sprachspitze theoretisch erreichbare Ausgangsleistung von zwei Röhren berechnet sich zu:

Ia_max =  1,5 A bei Ua_rest =  60 V und Ig2_max =  0,3 A gemäß Ua/Ia-Kennlinienfeld

P_in = (Ia_max + Ig2_max) x 0,707 x U_dc
P_in = (1,5 A + 0,3 A) x 0,707 x 630 V = 802 W

U_dc = 630 V, Elkos zu 100% geladen
n = 65 % Wirkungsgrad

P_out = P_in * 0,65 =  522 W

Der Ausgangswiderstand einer Röhre (0,5 x) beträgt:

R_out =  Ua_eff ^ 2 / (0,5 x P_out)
R_out =  (0,707 x 630 V) ^ 2 / 261 W
R_out = 760 Ohm

In einer Gegentaktschaltung liegen die Ausgangswiderstände der einzelnen Röhren in Reihe und bei einen Parallelschaltung parallel. Für die von mir gewählte Konfiguration gilt also:

Raa  =  2 x R_out  = 2 x 760 Ohm  =  1520 Ohm

Ich gehe davon aus, dass die Berechnung stimmt, da die Daten mit den gemessenen Daten recht gut übereinstimmen. Am Eingang des Collinsfilters konnte ich 600 Vs bei ca. 500 W Output messen. Letzteres ergibt ein Ra von 360 Ohm und durch Np/Ns ein Raa von 1440 Ohm.

Abb.A1: Auszug aus dem Datenblatt

6.2 Schaltnetzteil

Zur Erzeugung der Heizspannung Uf, Schirmgitterspannung Ug2 und -Ug1 hatte ich ursprünglich ein unstabilisiertes Schaltnetzteil SNT entworfen. Es ist mehr ein Zerhacker als ein Netzteil, aber mit der Bezeichnung "Netzteil" muß ja nicht zwingend eine Spannungsstabilisierung verbunden sein. Das SNT ist ein Resonanzwandler bei dem L1, die Streuinduktivität von N1 und C5//C6 einen Reihenschwingkreis bilden. Die durch die passiven Bauteile und Last bestimmte Resonanzfrequenz ist ca. 50 kHz. Mit P1 ist auch genau diese Frequenz vorzugeben. Eine Sychronisierung erfolgt mit Hilfe der Steuerspannung an D2/3. Aufgrund des hohen Wirkungsgrades und damit geringen Verluste benötigen Q1,2 keinen Kühlkörper. Trotz der prinzipbedingten, geringen HF-Emmission ist eine gute Abschirmung zu empfehlen. Eine Platine von 5 x 5 cm nimmt alle Bauteile der Schaltung auf.

Ab Verstärker-Variante D wird Ug2(Ux) am Ladeelko C2 in der Anodenspannungserzeugung abgenommen. Durch Anwendung des G2DAF Schaltungskonzepts entfiel -Ug1. Da auch nur noch 2 Röhren im Einsatz sind und die PL's auch mit Wechselspannung geheizt werden können, reicht dazu ein kleiner 25 VA Trafo mit 40 VAC / 0,6A. Der alternative Einsatz des SNT würde somit lediglich das Gewicht des Verstärkers um ca. 0,4 kg reduzieren, mehr nicht.

Abb.A2 : Schaltnetzteil für +Uf, +Ug2 und -Ug1

Wer möchte kann die Ug1 auf -40 V und Uf auf 6,3/12,6 V reduzieren. Es sind dann alle Spannungen vorhanden, die man benötigt um mit dem SNT z.B. einen kleinen 2x 12 W Audio-Röhrenverstärker (EL84) zu versorgen.

6.3 Verdreifacher für Ua = 960 V

D3,4 mit C7,8 bilden eine auf Masse bezogenen Verdopplerschaltung (Villard). Die Masse ist dabei der Knotenpunkt zwischen C5 und C6, also die halbe Spannung einer symetrischen Verdopplerschaltung (Delon) bestehend aus D1,2 und C5,6. Die Kombination der beiden Schaltungen bewirkt eine Verdreifachung der Netzspannung

Abb.A3: Verdreifacher

Für eine zumindest kurzzeitig stabile Anodenspannung sollten C5 bis C8 eine Kapazität von 680 uF haben. Die anderen Bauteile entsprechen denen der Verdopplerschaltung aus Abschnitt 3.1.

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