250 W S.M.P.S. mit Power-FETs

Sicherheitshinweis

Achtung Lebensgefahr: Die nachfolgende Schaltung arbeitet am 230 VAC Wechselstromnetz. Aufgrund der Gleichrichtung liegt an einigen Komponenten eine Gleichspannung von mehr als 322 VDC an. Arbeiten an der Schaltung sind nur im spannungslosen Zustand auszuführen. Beachten Sie, dass die Kondensatoren auf der Primärseite auch nach dem Abschalten der Netzspannung noch für einige Sekunden hohe Spannungen führen.

Die Experimente mit dem PC-Netzteil haben mich zu einer "Weiterentwicklung" ermutigt. Bei dem neuen Netzteil handelt es sich ebenfalls um einen Wandler mit einer Halbbrücken-Konfiguration. Der Unterschied zu dem modifizierten PC-Netzteil besteht in den folgenden Punkten: Zwei Power-FETs anstelle von bipolaren Transistoren als Leistungsschalter, ein gesteuerter Gleichrichter auf der Sekundärseite anstelle von Leistungsdioden, der Verzicht auf eine Treiberstufe (stromproportionale Ansteuerung) und eine einfachte Strom-/Spannungsüberwachung. Mit den magnetischen Bauteilen (Ausgangstrafo, Steuertrafo, Drossel ...) eines PC-Netzteils bringt das neue Netzteil eine maximale Ausgangsleistung von 250 W, wobei der Wirkunggrad bis zu 90 % beträgt. Das Netzteil ist kurzfristig mit 20 % überlastbar.

Magnetische Bauteile vom PC-Schaltnetzteil

Die magnetischen Bauteile in den PC-Schaltnetzteilen für AT-Boards weisen keine grossen Unterschiede auf. Sie sind in der Regel für eine Schaltfrequenz von 25 ... 40 kHz und eine Ausgangsleistung von 200 ... 240 W ausgelegt. Die Trafos auf den SNT-Platinen sind häufig in einer kleinen oder einer etwas grösseren Bauformen anzutreffen. Ob die grössere Bauform mehr Leistung bringt oder nur ein älteres Design ist, vermag ich nicht zu sagen. Für den Aufbau des neuen Netzteils haben ich die grösseren Trafos bevorzugt, da auf dem Spulenkörper von allen drei Trafos noch etwas Platz für zusätzliche Windungen vorhanden ist. Die kleinere Trafosatz-Variante ist "picke-packe voll" und daher nur bedingt für eine Modifikation geeignet.


Abb. 1: Trafos vom PC-Netzteil

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Netzgleichrichter und Filter

Dieser Schaltungsteil ist am unkompliziertesten. Nach der stromkompensierten Drossel Dr1 (Netzfilter) kommt zuerst ein NTC-Widerstand zur Begrenzung des Einschaltstroms. Sein Kaltwiderstand beträgt 5 Ohm und der nach wenigen Minuten angenommene Warmwiderstand liegt unter einem Ohm. Der 230 Vac Gleichrichter ist mit 4 A grosszügig dimensioniert; eine Kühlung ist nicht erforderlich. Ein Kriterium für die Wahl der Kapazität von C3 und C4 ist die Höhe der zulässigen Brummspannung Ubr und die Anzahl Netzspannungs-Halbwellen die überbrückt werden sollen. Für Ubr = 25 V und 0 Halbwellen sind 470 uF ausreichend. Diese Angabe gilt für maximale Last bei minimaler Netzspannung Umin = 230 Vac - 15%

Abb. 2: Filter, Gleichrichter und Leistungsschalter
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Leistungsschalter

Als Leistungsschalter wurden Power-FETs aufgrund der kurzen Ein-/Ausschaltzeiten und der einfachen, bauteilesparenden Ansteuerung eingesetzt. Wenn man sich mit Schaltzeiten von 100 ns begnügt, reichen zur Ansteuerung der FETs ein kleiner Treibertrafo und zwei Gatewiderstände aus. Eine Umdimensionierung der Sekundärseite für die Bereitstellung der Gatespannung ist leider nicht zu umgehen. Die einzelne Windung und die 2 x 8 Windungen müssen vom Trafo Tr4 entfernt werden. Es sind stattdessen 2 x 16 Windungen (bifilar) aufzubringen. Bei einem Übersetzungsverhältnis von 16:26 und einem 20 Vs Steuersignal von IC1 wird eine Gatespannung von 10 V aufgebaut. Mit dieser Spannung erreicht man bei den angegebenen FETs ein Ron von 0,75 Ohm und damit sehr geringe Verluste im EIN-Zustand. Die Umschaltverluste halten sich bei 50 KHz Schaltfrequenz und den zuvor genannten Schaltzeiten noch im Rahmen. Die Treiber im PWM IC liefern genug Strom für ein schnelles Ein-/Ausschalten der FETs. Durch die Erhöhung der Schaltfrequenz von zuvor 33 KHz (PC-Netzteil) auf 50 KHz (neues Netzteil) erhöht sich auch die vom Trafo zu übertragende Leistung. Letzteres kann man bei einem gegebenen Trafo nicht beliebig steigern, da er nur für eine bestimmte Frequenzbereich verwendbar ist. Versuche zeigten, dass die Trafos den Faktor 1,5 ohne Probleme (Überhitzung) verkraften.

Regelung

Nach dem Einschalten der 230 Vac Betriebsspannung steht hinter dem kleinen Netztrafo Tr1 eine Hilfsspannung für den Anlauf des PWM Schaltkreises SG3525 zur Verfügung. Der als P-Regler beschaltetet Operationsverstärker im SG3525 vergleicht die Ausgangsspannung (Istwert) mit der eigenen +5,1 V Referenzspannung (Sollwert) und bildet daraus die analoge Stellgrösse für den Puls-Dauer-Modulator im IC. Der Modulator gibt abwechselnd Steuerimpulse über seine beiden Ausgänge an den Steuertrafo Tr4. Die Zeitdauer der Impulse ist umgekehrt proportional zur Stellgrösse. Bei Belastung des +13,8 V Ausgangs werden die Impulse breiter und bei Entlastung schmaler. Die Schaltfrequenz der Leistungschalter beträgt 50 KHz. Für noch höhere Frequenzen sind zwar die FETs aber nicht die von einem PC-Netzteil übernommenen magnetischen Bauteile geeignet. Die Oszillatorfrequenz wird mit den an Pin 5 und 6 angeschlossenen Komponenten festgelegt. R14 bestimmt die Totzeit (Deadtime), die unbedingt erforderlich ist, damit die beide Schalttransistoren nicht gleichzeitig leiten. Aufgrund der bei FETs nicht vorhanden Speicherzeit konnte ein sehr kleiner Wert eingestellt werden. Bei einer Totzeit von 1 us und einer Periodendauer von 20 us können die FETs theoretisch über 95 % der Zeit Strom führen und damit Energie an den Ausgang liefern. C13 bewirkt nach dem Einschalten durch seine Aufladung einen Softstart mit erst schmalen und danach immer breiteren Steuerimpulsen. Der Anschluss c vom Steuertrafo Tr4 bleibt umbeschaltet. Die 26 Windungen (a - b) der einzelnen Wicklungshälfte und die 16 Windungen auf der Sekundärseite ergeben das benötigte Übersetzungsverhältnis von 0,6.

Abb. 3: Regelung und Überwachung
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Überwachungen

Das Netzteil verfügt über diverse Überwachungen. Der als Stromfühler eingesetzte Trafo Tr2 erzeugt an R16 eine Spannung die proportional zum Strom durch die Leistungsschalter ist. Wenn die Spannung den mit P1 einstellbaren Grenzwert überschreitet, schaltet das Steuer-IC über den Shut-Down Anschluss Pin 10 sofort ab und geht in einen intermittierenden Betrieb über. Die Ursache dafür ist in der Regel ein zu hoher Strom auf der Sekundärseite, hervorgerufen durch einen Kurzschluss oder Überlast am 13,8 V Ausgang. Die Last und die Schaltung sind ebenfalls gegen Überspannung am Ausgang geschützt. Bei Vo > 15 V wird per H-Signal am Pin 10 abgeschaltet. Hinweis: Beide Schutzschaltungen sind wirkungslos wenn der Schleifer von P1 auf Gnd-Potential liegt.

Sekundärseitiger Gleichrichter

Bei einer üblichen Gleichrichterschaltungen mit Fast-Recovery-Dioden muss man bei 18 A Ausgangsstrom mit einer Verlustleistung von bis zu 17 W rechnen. Bei einer 30 A / 45 V Schottkydiode sind es immerhin noch 12 W. Diese Leistung bildet den höchsten Anteil bei der Betrachtung der Gesamtverluste. Die Verluste im Netzgleichrichter, Leistungschalter, Trafo und der Drossel am Ausgang liegen zusammen unter diesen Werten.

Eine Verbesserung bringt hier ein gesteuerter Gleichrichter mit zwei niederohmigen Power-FETs. FETs mit einem geringen Ron von z.B. 15 mOhm haben in der Leitphase bei 18 A nur einen Spannungsabfall von 0,3 V. Gute Schottkydioden liegen bei 0,6 V. In der Literatur wird jedoch bei Gegentaktstufe von derartigen Schaltungen abgeraten. Als Grund ist angegeben, dass wenn beide Leistungschalter gesperrt sind, der Drosselstrom in Gegenrichtung (Reversbetrieb) durch die langsamen Bodydioden der FETs fliesst. Aufgrund der beim Übergang in den Normalbetrieb zuerst zu entfernenden Speicherladung der Bodydioden entstehen hohe Umschaltverluste die den ursprünglichen Gewinn aus der Leitphase zunichte machen.

Die nachstehende Schaltung vermeidet diesen Nachteil, da die Bodydioden erst gar nicht in den Reversbetrieb gelangen. Die vor der Drossel Dr2 angeordnete Freilaufdiode D3 (Schottkydiode) übernimmt den Drosselstrom, da sie eine wesentlich geringere Flußspannung Uf als die Bodydiode der FETs hat. Die Diode hat keine Speicherladung und kann daher extrem schnell und verlustarm umschalten. Sie wurde versuchsweise einmal entfernt. Das Kühlblech mit den FETs erwärmte sich daraufhin um +10 °C, obwohl die Bodydiode des verwendeten IRFZ44 schon einen sehr guten Trr-Wert von 47 ns hat.

Bei einer typischen Einschaltdauer von 57 % betragen die Verluste in den beiden FETs zusammen 3,6 W. Die Freilaufdiode ist für den Rest der Zeit leitend und erzeugt 4,6 W. Weniger als 8,2 W sind nur noch zu erreichen, wenn man die Freilaufdiode D3 ebenfalls durch einen FET ersetzt. Da die Ansteuerung dieses FETs aufwendiger als die von VT3 und VT4 ist, habe ich auf diese Massnahme verzichtet. Ein zweiter Grund ist, dass bei Netzunterspannung oder hohem Ausgangsstrom die Einschaltzeit von VT3/4 und nicht die Einschaltzeit von D3 ansteigt.

Abb. 4: Gesteuerter Gleichrichter
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Aufbau und Abgleich

Für den Aufbau des Netzteil wird eine Epoxyd-Platine mit den Abmessungen 82 x 122 mm benötigt. Ein anderes Material sollte man nicht verwenden. Es gilt relativ schwere Bauteile zu befestigen und stromtragfähige Verbindungen zu erstellen. Die Komponenten für die Regelung und Überwachung sind auf einer keinen Streifenleiterplatine untergebracht. Sorry, aber ich war zu faul für diesen Schaltungsteil noch eine Layout für anzufertigen.

Abb.5: Bestückung und Layout der Netzteilplatine (1:1)
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Für die Zusammenschaltung der Bauteile der Regelung und Überwachung reicht eine 40 x 45 mm kleine Streifenleiter-Platine aus. Die Kupferbahnen (rosa) sind an den angegebenen Stellen zu unterbrechen. Dazu eignet sich hervorragend ein Holz- oder Metallbohrer mit einem Durchmesser von 3 bis 4 mm. Drahtbrücken sind als gestrichelten Linien eingezeichnet. Sie werden bei der Bestückung schnell vergessen. Das gleiche gilt für die waagerechte Massebahn im oberen Bereich der Platine die das Gnd-Potential auf die senkrechten Streifen verteilt.

Abb.6: Blick auf die Lötseite der Streifenleiter-Platine (2:1)
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Abb.7: Blick auf die Bestückungsseite der Streifenleiter-Platine (2:1)

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Transformatoren

Die nachstende Zeichnung und zeigt die ausgeschlachtetenTransformatoren des PC-Netzteils. Die Daten wurden soweit möglich durch Messungen, Abzählen der Windungen und Berechnungen ermittelt.

Vor der Verwendung der Trafos ist genau zu prüfen, ob die Baugrösse, Anzahl der Lagen, Drahtdurchmesser, Windungszahl und Wicklungssinn mit den Angaben in der Zeichnung und den Fotos übereinstimmen. Falls Zweifel in der Übereinstimmung bestehen, sollten die Trafos besser nicht eingesetzt werden.

Abb. 7: PC-Trafos mit Modifikationen
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Kühlkörper

An den Kühlkörpern ist nichts Besonderes. Sie sind aus einem ca. 1 mm dickem Aluminiumblech gefertigt. VT1 und VT2 sind auf dem ersten Kühlblech isoliert zu befestigen. Sie dürfen gegeneinander und gegenüber den Kühlblech keine leitende Verbindung haben. Bei fachgerechter Montage der Transistoren ist eine Berührung des Kühlkörpers ohne Gefahr. Auf der Sekundärseite ist alles etwas einfacher. VT3, VT4 und D3 führen keine gefährliche Spannung und benötigen somit aus diesem Grund keine Isolierung. Da am Gehäuse der FETs und der Schottkydiode gleiches Potential liegt, spricht schaltungstechnisch auch nichts dagegen alle drei Bauteile direkt an das zweite Kühlblech anzuschrauben. Es ist jedoch darauf zu achten, dass das Kühlblech keine leitende Verbindung zum Netzteilgehäuse oder elektrischen Bauteilen erhält.

Abb. 8: Masszeichnung der Kühlbleche
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Stückliste (Teil 1)

Widerstände, Kondensatoren und Halbleiter

Bauteilnummer Wert
R1, 2 120 kOhm, 0,5 W
R3 100 Ohm , 2 W
R4, 5, 9 1 kOhm
R6 10 Ohm, 2 W
R7, 10 10 kOhm
R8 1,5 KOhm + 150 Ohm
R11 5,6 kOhm
R12, 13, 14 47 Ohm
R15, 16 150 Ohm
P1 10 kOhm Trimmer
NTC Heissleiter, 5 Ohm bei 25 °C
C1, 2 0,1 uF 250 Vac
C3, 4 470 uF 200 V, 22 x 36 mm (D, H)
C5, 15 2,2 nF
C6 1 uF, 250 Vac
C9, 10 2200 uF, 35 V geringes ESR, 16 x 34 mm (D, H)
C7 100 µF, 35 V
C8, C20 10 nF
C11,12 0,22 µF
C13 10 uF, 25 V
C14 2,2 nF Styroflex
C16 2,2 uF
C17, 18, 19 0,047 uF
D1, 2 PXPR1507 o.ä. schnelle 200 V / 1A Diode
D3 MBR3045, 30 A / 45 V Schottky-Diode
D4, 5, 6 BAT 46
D7 Z-Diode, 13 V / 0,5 W
D8 1N4148
VT1, 2 IRF730
VT3, 4 IRFZ44N
IC1 SG3525A
Gl1 Brückengleichrichter, Dual In-Line B40C800 DIP
Gl2 Brückengleichrichter 400 V / 4 A

Stückliste (Teil 2)

Transformatoren, Drosseln und Sonstiges

Bauteilnummer Wert
Tr1 0,5 W Printtrafo EE20/10, 15 Vac bei 34 mA,
24 x 32 mm (Reichelt/Conrad)
Tr2 16 x 15 x 5 mm (B,H,T)
1 Wdg. prim. und
2x 100 Wdg. sek.
Tr3 40 x 35 x 12 mm (B,H,T) z. B. Tokin 25812 od. 25801
2x 20 Wdg. prim. (L  = 7 mH zwischen a <=> c)
2x (3 + 4) Wdg. sek. (L = 200 uH zwischen d <=> f bzw. d <=> f*)
2x 4 Wdg. sek. Hilfswicklung zur Ansteuerung von VT3/4
Tr4 22 x 19 x 6 mm (B,H,T)
2x 26 Wdg. prim.
2x 16 Wdg. sek.
Dr1 stromkompensierte 2A Netzdrossel
Dr2 20 uH, T26-106 (gelb / weiss), 16 Wdg. 2x 1 mm Cu-Draht parallel
besser Magnetics Kool 259-77934-A7, 20 Wdg. 2x1 mm Cu-Draht parallel
Netzfilter handelsüblicher 230 V / 2 A Netzfilter
Si 3,15 AT Sicherung
PS Netzschalter, zweipolig 
Sonstiges Platine, Kühlkörper, Isolierfolie, Wärmeleitpaste etc.

Die grau markierten Zellen geben die Bauteile an, die von einem PC-Netzteil übernommen werden können. Es müssen vor einer Verwendung die elektrischen Daten verglichen und die angegebenen Modifikationen ausgeführt werden.

Inbetriebnahme des Netzteils

Vom sofortige Anschluss an 230 Vac rate ich dringend ab. Die Inbetriebnahme des Netzteils sollte aus Sicherheitsgründen und zur Vermeidung von Bauteil-Zerstörungen in mehreren Testphasen erfolgen. Die hohe Spannung bewirkt bei einem Fehler in der Schaltung eine sofortige Zerstörung der Bauteile.

Achtung: Temperatur von Komponenten nur im spannungslosen Zustand prüfen.

Phase 1: Der ersten Test gilt dem PWM-IC und der Ansteuerung der Leistungschalter. Zur Versorgung des ICs muss ein auf 24 Vdc eingestellte Labornetzteil an GND und dem Pluspol von C7 (Vx) angeschlossen werden. Nach dem Einschalten der Spannung liefert das IC an den Ausgangspins11 und 14 steilflankige Steuerimpulse mit maximaler Einschaltdauer. Die mit dem Oszilloskop gemessen Signale am Gate von VT2 (VT1) müssen so aussehen wie die in der nachstenden Abbildung. Es ist sehr wichtig, dass die Signale die angegebene Signalform, Spannungswerte und Frequenz haben. Die Signale an den Gates müssen weiterhin zueinander gegenphasig sein. Falls nicht, würden beide FETs gleichzeitig leiten und später beim Anlegen der Versorgungsspannung einen Kurzschluss erzeugen.

Abb. 9: Gate-Spannung von VT2 (VT1)
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Phase 2: Der 13,8 V Ausgang wird jetzt mit 3 Glühlampen (12 V / 21 W ) belastet. Ein 48 V / 1 A Netztrafo versorgt das Netzteil über den L1 / N Anschluss mit Wechselspannung; wobei das Labornetzteil weiter angeschlossen bleibt. Die Spannung an den Ladekondensatoren C1 und C2 beträgt dann ca. 60 Vdc und gilt damit noch als ungefährliche Funktionskleinspannung. Mit diesem Spannungswert können die Leistungschalter schon etwas anfangen. Für Messungen mit dem Oszilloskop wird GND vom Sekundärteil per Drahtbrücke einmal kurzfristig mit (Y) vom Primärteil verbunden. Wenn die Lampen bei ca. 4,3 Vdc am Ausgang Vo schwach leuchten ist alles soweit ok. Die Gleichrichtung erfolgt daher durch die langsamen Bodydioden der FETs. Die Gatespannung von VT3 und VT3 ist noch nicht hoch genug um die FETs einzuschalten. Der PWM-Regler versucht mit maximaler Impulsdauer Tp die geforderten 13,8 V zu liefern, was er jedoch mit 60 Vdc nicht gelingen kann.

Abb. 10: Spannung am Messpunkt (X) gegen (Y) und Kathode D3 gegen GND
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Phase 3: Wenn bis dahin alles in Ordnung ist, kann man den spannenden Test mit 230 Vac angehen. Das Labornetzteil, der 48 V Trafo, die Messgeräte und alle für den Test angeschlossenen Leitungen, provisorischen Drahtbrücken etc. müssen selbstverständlich abgeklemmt werden. Die drei Glühampe werden dagegen als Last und zur Funktionskontrolle weiterhin benötigt. Wenn nach dem Anlegen der 230 Vac Netzspannung die Lampen hell leuchten, die Ausgangsspannung 13,8 V beträgt und keine undefinierten Geräusche oder Gerüche wahrnehmbar sind hat man die erste Runde gewonnen. Falls sich in die Schaltung ein durch die Vortest nicht erkennbarer Fehler eingeschlichen hat, verabschieden sich in der Regel die beiden Schalttransistoren und Leiterbahnen mit einem mehr oder weniger lauten Knall. Bei 5,7 A beträgt ist Einschaltverhältnis D=tp/T=5 us / 10 us ungefähr 50 %.

Phase 4: Für den nun folgenden Belastungstest wird eine Dummy-Last benötigt die bis zu 300 W Leistung aufnehmen kann. Da derartige Lastwiderstände kaum in der Bastelkiste liegen und in ihrer Beschaffung sehr teuer sind habe ich auf auf einen 50 m Ring Installationskabel ( 3 x 1,5 mm2, massiv) zurückgegriffen. Eine einzelne Leitung hat einen Widerstand 0,6 Ohm und verkraftet ohne Probleme die angegebene Leistung. Je nach Zusammenschaltung der drei Leitungen sind Lastwiderstände von 0,6 / 1,2 und 1,8 Ohm realisierbar. Durch das in Reihe liegende Ampermeter, inklusiv der zugehörigen Messleitungen, erhöht sich der Widerstandswert um ca. 0,1 Ohm. Die nachstehende Tabelle gibt für Vo = 13,8 V die Ausgangsleistung Po und den Strom Io in Abhängigkeit von der Last an.

Rl [Ohm] Glühlampen Io [A] Po [W]
- / - 1x 12 V / 21 W 1,9 26
- / - 2x 12 V / 21 W 3,8 52
- / - 3x 12 V / 21 W 5,7 78
1,8 + 0,1 - / - 7,26 100
1,2 + 0,1 - / - 10,6 146
1,2 + 0,1 2x 12V / 21 W 10,6 + 3,8 198
1,2 + 0,1 3x 12V / 21 W 10,6 + 5,7 224
0,6 + 0,1 - / - 19,7 270

Zusätzliche Entstörmassnahmen

Erfahrungen vom Umbau des PC-Netzteiles zeigten, dass die Filtermassnahmen auf der Platine nicht ausreichen. Ein vorgeschalteter, handelsüblicher Netzfilter und ein Eigenbau-PI-Filter vor dem 13,8 V Ausgang dienen zur weiteren Reduzierung der Störungen. Zu Gunsten der Stabilität des Regelkreises wurde darauf verzichtet, den Spannungsabfall über dem PI-Filter auszuregeln. Spannungsänderungen von einigen zehn Millivolt am Ausgang bei Lastwechsel sind für die Versorgung eines 100 W Transceivers ohne Bedeutung. Die zusätzlichen Filter sind im Netzteilgehäuse unmittelbar dort anzuordnen wo die Kabeldurchführungen sind.

Abb. 11: Externe Komponenten zur Funkentstörung

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Betriebserfahrungen

Bis ca. 10 A Dauerstrom oder bei intermittierendem Betrieb mit 50 % ESD und 18 A Spitzenstrom kann man auf einen Lüfter verzichten wenn für ausreichend Konvektion gesorgt ist und die Umgebungstemperatur nicht über 30 °C liegt. Wer jedoch dauernd mehr als 10 A benötigt sollte unbedingt einen kleinen Lüfter einbauen. Die geringe Fläche der Kühlkörper reicht nicht aus um die Sperrschichttemperatur der Leistungs-Halbleiter bei diesen Strömen in den zulässigen Grenzen (Tj < 100 °C) zu halten. Ein kleiner CPU-Lüfter mit den Abmessungen 40 x 40 mm ist für diesen Zweck ausreichend. Der Lüfter schaffte es, die Oberflächentemperatur der Kühlkörper auf unter 28 °C zu halten (Tu=20 °C). Die bei 250 W Ausgangsleistung gemessene bzw. berechnete Verlustleistung Pv für die Basiskomponenten zeigt die folgende Tabelle.

Abk. Bauteil Pv [W]
Gl2, Dr1 Netzgleichrichter u. Filter 2,5
VT1 Schalttransistoren 4,0
VT2 4,0
R3 / C5 Snubber 1,5